下面是小编为大家整理的用于能量传输的生物体植入式MEMS电感线圈的设计，本文共10篇，如果喜欢可以分享给身边的朋友喔!本文原稿由网友“cuorang”提供。
篇1：用于能量传输的生物体植入式MEMS电感线圈的设计
用于能量传输的生物体植入式MEMS电感线圈的设计
为了能得到植入在生物体内,用于体内微型电子系统与体外设备信号和能量传输的高品质因数Q值和高电感量L值的MEMS电感线圈,本文首先对MEMS电感模型做了理论分析,然后在充分考虑功率传输要求、植入器件体积的限制以及制作工艺的可实现性的情况下,用高精度的3D电磁仿真软件HFSS,对电感的主要参数如圈数N、线宽W、导线间隙S、导线厚度H、导线材料M和衬底电导率σ作了优化设计.最终确定N=10、W=25μm、S=50μm、H=48μm、M为Cu、σ=0.1s/m.数值仿真的结果显示Q=17.6,L=55nH,fQMAX=240MHz,fself=1.2GHz,它们能很好地符合能量传输的'功率要求和信号传输的带宽要求.
作 者：骆明辉 卢露 郭航 Ming-hui Luo Lu Lu Hang Guo 作者单位：厦门大学萨本栋微纳米技术研究中心,厦门,361005 刊 名：生命科学仪器 英文刊名：LIFE SCIENCE INSTRUMENTS 年，卷(期)： 7(10) 分类号：Q1 关键词：集成电感 可植入式微器件 MEMs 能量耦合 SU-8 电镀篇2：用于植入式装置的遥测系统设计
用于植入式装置的遥测系统设计
摘要：介绍一种采用脉冲位置调制（PPM）的植入式装置遥测技术，给出了遥测系统电路和数据传送的帧结构及遥测的原理，指出了实现该系统需注意的问题。关键词：植入式装置 遥测 编程器 脉冲位置调制
植入式装置（例如植入式心脏起搏器、神经电刺激器等）的体内植入部分和体外程控器之间进行遥测时，工作距离不超过40mm，一般选用电磁耦合方式实现数据的传送。由于体内植入装置的能量供应受限制，为了延长其使用寿命，需要系统发送数据时的功耗尽量低。据此，本文设计了一种采用脉冲位置调制（PPM）的植入式装置遥测技术，包括控制单元、耦合单元、发射预处理单元和接收预处理单元。在发送数据时平均功耗很低，且电路简单可靠，可以减小装置的体积。
1 硬件设计思路
硬件电路是采用PPM方式进行遥测的物理基础，由于当前的植入式装置一般都具有双向通信功能。因此本文对体内植入部分和体外程控器采用相同的遥测电路结构，如图1所示。
（1）控制单元
由于体内植入部分对功耗、工作电压、装置体积及电路复杂度等因素的严格要求，所以采用静态功耗少、电压低、功能多、体积小的单片机进行控制。采用软件实现数据的脉冲位置调制和解调过程。
（2）数据发射单元
来自控制单元的数据信号，驱动能力很弱，无法直接驱动耦合回路将数据发射出去。采用MOS开关作为中间级，用来自控制单元的数据信号控制MOS开关的开启和闭合，驱动耦合单元发射瞬间的高压脉冲。
(本网网收集整理)
（3）数据接收单元
接收端接收到的信号由发射端天线的反冲电压耦合到接收端天线上形成，具有衰减的振荡拖尾。通过接收单元，把有衰减振荡的脉冲波形变换成标准的方波信号，使控制单元能够直接处理。
（4）耦合单元
脉冲信号的发射和接收效果与耦合单元性能有关，本文采用优化的空心短圆柱线圈作为天线。
2 工作原理
（1）模式切换
如图1所示，开关P是P沟道MOSFET，其栅极G由MCU控制。当栅极G被设置为低电平时，开关P导通，此时电路工作在数据脉冲的发射模式；当栅极G被设置为高电平时，开关P关断，这时电路工作在数据脉冲的接收模式。
（2）脉冲的发射
不同于电路比较复杂的谐振回路发射信号，本文中数据信号的发射基于电感升压原理：当发送端的开关N（N沟道MOSFET）导通时，电流流经线圈L1，电磁能量储存在线圈L1中；当N关断时，回路截止，线圈L1感应出瞬间的高压窄脉冲，紧接着是衰减的`振荡拖尾信号，其中高压窄脉冲被用作PPM信号。接收端通过电磁耦合方式接收信号。
开关N关断时线圈上产生自感电动势（即反冲电压）ε＝－L，而dt是N由导通到闭合的转换时间，N确定则dt为定值，同时线圈固定则L也为定值，因此当N导通时电流I越大则N关断瞬间产生的反冲电压就越大。另一方面，要求脉冲发射时能耗尽量少，因此N的导通时间设置为使I接近饱和。为了便于观察，在回路中串接阻值小的电阻R2，如图1所示。当N导通时，根据R2上测得的电压波形，就可以方便地看到I是否接近饱和，从而优化N的导通时间。
（3）脉冲的接收
耦合到接收端线圈L1的脉冲信号经过隔直电容C4，直流分量被滤掉，有用的信号（频率）分量传送到脉冲判别和脉宽延展电路。
运放A1和电阻R3、R4、R5、R6、R7，以及电容C2、C3组成脉冲判别和脉宽延展电路：其中C2起滤波作用，使接收到的脉冲信号振荡减弱。可变电阻R7用来调节门限。运放A1平时输出为高电平，当A1反相输入端接收到脉冲幅度大于门限时，输出反转，变为低电平。电容C3起正反馈作用，延展负脉冲宽度，以使单片机能够识别处理。延展后的负脉冲作为外部中断触发单片机，请求响应。
（4）电源的稳定
如图1所示，VDD是装置的直流电源电压。为了能在线圈L1发射数据信号时提供足够能量，并且不使电源受到数据发射时电感上感应电动势的波动影响，由电阻R1和电容C1组成去耦电路。数据发射周期T必须大于时间常数τ1＝R1・C1，一般要求满足T＞?3～5）・τ1。
在做植入式装置遥测实验时，通过MCU控制电阻R8与发光二极管LED组成的指示电路，可以直观地了解通信状况。
3 软件设计
本文研究植入式装置的数据遥测，综合考虑信息传输速率和平均功率消耗等因素，采用4－PPM方式。即每两位二进制数据信号调制成一个4－PPM（四进制）信号。数据的调制和解调，以及4－PPM信号以帧格式发送和接收都由软件控制。
定义传输一个4－PPM信号的基本时间单位为一帧（frame），如图2所示，A～F构成一帧。把一帧的持续时间平均分成8份，每一小份时间段代表一个时隙（slot），则一帧由slot0～slot7组成。每一帧里的8个时隙组成4个固定的时区，在每一个时区内包括一定的变化脉冲位置：
（1）第一个固定时区由时隙slot0和slot1组成，如图2中的A、B。在每一帧里的预定脉冲位置产生一个帧同步信号，从而使接收端确定这是一帧的开始，使帧同步。帧同步信号位于每一帧的第一个固定时区内，而且是唯一的同步信号。如图2所示，帧起始由脉冲P1确定，它所在的时隙则定义为slot0，帧同步脉冲P2位于帧的第一个固定时区内的固定位置--时隙slot1。当接收端在接收到P1之后（设为slot0），若接着在slot1接收到P2，则可以确定正在接收一帧，即发送端和接收端之间实现帧同步。
（2）第二个固定时区由时隙slot2组成，如图2中C。这个时区是一个保护带，因为保护带的存在，使帧同步脉冲和数据脉冲在一起不会被当作新的帧同步脉冲，从而唯一地确定一帧，防止数据交迭。
（3）第三个固定时区由时隙slot3～slot6组成，图2中的C～E区间。在这个时区内的脉冲位置产生一个数据量值信号，表示被发送信息的数值，4个时隙唯一地表示两位二进制数据信息：slot3表示“00”，slot4表示“01”，slot5表示“10”，slot6表示“11”。例如，图2中的数据脉冲P3，它位于时隙slot4，因此表示二进制数据是“01”。
（4）第四个固定时区由时隙slot7组成? 如图2中的F。这个时区也是一个保护带。Slot7标志这一帧数据结束，从slot8（0）（即slot7之后的一个时隙）起，将开始另一帧数据信号，slot8也就是下一帧的时隙slot0。
本文介绍了一种采用低功耗脉冲位置调制方式的植入式装置遥测技术，设计了系统软、硬件。脉冲发射采用电感升压的原理，电路比较简单，且发送脉冲在时间上有尖锐的定位，能较好地抑制噪声干扰，提高了装置遥测可靠性。数据传送的帧格式能够方便地实现帧同步。适用于需要近距离低功耗遥测的系统，如各种遥测数据量不大的植入式装置。
篇3：用于植入式装置的遥测系统设计
用于植入式装置的遥测系统设计
摘要：介绍一种采用脉冲位置调制（PPM）的植入式装置遥测技术，给出了遥测系统电路和数据传送的帧结构及遥测的原理，指出了实现该系统需注意的问题。关键词：植入式装置 遥测 编程器 脉冲位置调制
植入式装置（例如植入式心脏起搏器、神经电刺激器等）的体内植入部分和体外程控器之间进行遥测时，工作距离不超过40mm，一般选用电磁耦合方式实现数据的传送。由于体内植入装置的能量供应受限制，为了延长其使用寿命，需要系统发送数据时的功耗尽量低。据此，本文设计了一种采用脉冲位置调制（PPM）的植入式装置遥测技术，包括控制单元、耦合单元、发射预处理单元和接收预处理单元。在发送数据时平均功耗很低，且电路简单可靠，可以减小装置的体积。
1 硬件设计思路
硬件电路是采用PPM方式进行遥测的物理基础，由于当前的`植入式装置一般都具有双向通信功能。因此本文对体内植入部分和体外程控器采用相同的遥测电路结构，如图1所示。
（1）控制单元
由于体内植入部分对功耗、工作电压、装置体积及电路复杂度等因素的严格要求，所以采用静态功耗少、电压低、功能多、体积小的单片机进行控制。采用软件实现数据的脉冲位置调制和解调过程。
（2）数据发射单元
来自控制单元的数据信号，驱动能力很弱，无法直接驱动耦合回路将数据发射出去。采用MOS开关作为中间级，用来自控制单元的数据信号控制MOS开关的开启和闭合，驱动耦合单元发射瞬间的高压脉冲。
（3）数据接收单元
接收端接收到的信号由发射端天线的反冲电压耦合到接收端天线上形成，具有衰减的振荡拖尾。通过接收单元，把有衰减振荡的脉冲波形变换成标准的方波信号，使控制单元能够直接处理。
（4）耦合单元
脉冲信号的发射和接收效果与耦合单元性能有关，本文采用优化的空心短圆柱线圈作为天线。
2 工作原理
（1）模式切换
如图1所示，开关P是P沟道MOSFET，其栅极G由MCU控制。当栅极G被设置为低电平时，开关P导通，此时电路工作在数据脉冲的发射模式；当栅极G被设置为高电平时，开关P关断，这时电路工作在数据脉冲的接收模式。
（2）脉冲的发射
不同于电路比较复杂的谐振回路发射信号，本文中数据信号的发射基于电感升压原理：当发送端的开关N（N沟道MOSFET）导通时，电流流经线圈L1，电磁能量储存在线圈L1中；当N关断时，回路截止，线圈L1感应出瞬间的高压窄脉冲，紧接着是衰减的振荡拖尾信号，其中高压窄脉冲被用作PPM信号。接收端通过电磁耦合方式接收信号。
[1] [2] [3]
篇4：用于非接触式IC卡的高频接口模块设计
摘要：在论述非接触式IC基本结构的基础上，介绍一种应用于非接触式IC卡的高频接口电路的设计方案，分析该接口电路各个模块的结构和整个电路的工作过程。事实表明，该高频接口电路实现了对接收能量的转换和整流稳压，为内部逻辑电路提供了稳定的电压，可以应用于非接触式IC卡芯片中。
关键词：非接触式IC卡高频接口电路整流稳压模块调制解调模块
引言
??随着微电子和无线通信技术的发展，非接触式IC卡技术也得到蓬勃发展，但国内设计非接触IC卡的技术不够成熟。高频接口电路设计是非接触式IC卡设计的关键技术之一，文中将介绍一种高频接口电路的设计。
1IC卡的基本结构
图1是一个具有逻辑加密功能的非接触式IC卡的结构方块图。对于具有逻辑加密功能的非接触式IC卡，一般包括IC芯片和天线线圈（耦合线圈）。IC芯片又包括高频接口电路、逻辑控制电路、存储器等部分。
篇5：用于非接触式IC卡的高频接口模块设计
IC芯片内的高频接口电路是非接触式IC卡的模拟、高频传输通路和芯片内的数字电路之间的一个接口。它从芯片外的耦合线圈上得到感应电流，整流稳压后给芯片提供电源。从阅读器发射出来的调制高频信号，在高频界面经解调后重新构建一产生在逻辑控制电路中进一步加工的数字式串行数据流(数据输入)。时钟脉冲产生电路从高频场的载波频率中产生出用于数据载体的系统时钟。图2为具有负载调制器的高频界面方框图。
为了将芯片内处理后的数据传回到阅读器，高频界面也包括有负载波调制器或反向散射调制器。它们由传送的数字化数据控制。
图3为卡的模块结构框图。整流稳压模块主要是接收阅读器发来的载波，将载波信号转变成直流信号，以作为非接触IC卡内部芯片的电源使用；同时不能因为阅读器发来的不间断载波而使芯片内部电源电压无限增大。调制解调模块主要是将阅读器发来的信号从载波信号中取下来；在IC卡发送信号时将内部的数字信号转换成模拟信号，并上载到载波信号中以传输给阅读器。
(1)整流稳压模块的.设计
该模块主要包括基准源电路、电压调节电路和电源开关电路。基准源电路由二级CMOS差分放大电路和晶体管电路构成的能隙基准源组成。其结构如图4。
有源电阻P0和多晶电阻R7组成偏置电路，为电路提供偏置电流。二级差分放大器的两个输入连接在Q1端和Q2端。由基准源原理可知，只有放大电路的输入失调电压很小，并且不受温度的影响时，基准源的输出才可以保持好的性能。根据放大器和能隙基准源原理可得：
I1R6=I2R4（1）
由（1）式可知，电路中放大器的输入失调电压几乎为零，故稳定后REF点的电压值为：
VREF=VQ1+VR6=VQ1+R6I1=VQ1+I2R4（2）
因PNP晶体管的基极和集电极相连，故VQ1值相当于晶体管中BE结二极管的正向压降VBE值，为0.6~0.8V。
晶体管中BE结温度系数为负，电阻温度系数为正，在（2）式中VQ1和VR6随温度的变化可以相互补偿，故该基准源的输出VREF对温度变化不敏感。电压调节电路是稳压电路中的核心部分，包括两个一级CMOS差分放大电路COMP和电压调节及反馈电路，如图5。
两个差分放大器的输入由分压电阻得到。比较放大后经反馈调节和限流保护电路得到MA1和MB1，以控制电源开关电路中开关管的开启和截止。
电源开关电路由储能电容，NMOS管构成的整流器及开关电路组成，如图6所示。P1、P2直接连到线圈L0的两端。通过电磁耦合在P1、P2上感应出交流电；经整流后，在储能电容C0端产生直流电压VDD。调压电容C5在N2管导通后构成放电回路，使P1、P2上的电流开始对C5充电而停止对C0充电，C0两端电压保持稳定，即为负载电路提供稳定的电源电压。
(2)调制解调模块
阅读器和卡之间数据传输的编码不一样，卡中的调制和解调也不同。卡和阅读器之间的传输协议是半双工模式，在卡中接收到的信号是阅读器发来的载波信号和“变形Miller编码”信号的100%的ASK调制信号，所以在解调时采用的也就只是进行简单的RC解调，将高频载波信号过滤掉，如图7（a）所示。
在调制时，协议中采用的是负载调制的振幅键控的副载波调制。不仅可以用调控电容进行负载调制，还可以用调控电阻进行负载调制。由于电容和电阻比较起来面积较大，故在设计时采用了调控电阻来进行负载调制，内部经过编码和数字调制的副载波信号，通过控制NMOS开关管来控制调控电阻的接通和断开，这样副载波调制信号就可以通过天线发送，如图7（b）。
篇6：用于非接触式IC卡的高频接口模块设计
用于非接触式IC卡的高频接口模块设计
摘要：在论述非接触式IC基本结构的基础上，介绍一种应用于非接触式IC卡的高频接口电路的设计方案，分析该接口电路各个模块的结构和整个电路的工作过程。事实表明，该高频接口电路实现了对接收能量的转换和整流稳压，为内部逻辑电路提供了稳定的电压，可以应用于非接触式IC卡芯片中。
关键词：非接触式IC卡 高频接口电路 整流稳压模块 调制解调模块
引 言
??随着微电子和无线通信技术的发展，非接触式IC卡技术也得到蓬勃发展，但国内设计非接触IC卡的技术不够成熟。高频接口电路设计是非接触式IC卡设计的关键技术之一，文中将介绍一种高频接口电路的设计。
1 IC卡的基本结构
图1是一个具有逻辑加密功能的非接触式IC卡的结构方块图。对于具有逻辑加密功能的非接触式IC卡，一般包括IC芯片和天线线圈（耦合线圈）。IC芯片又包括高频接口电路、逻辑控制电路、存储器等部分。
2 高频接口模块设计
IC芯片内的高频接口电路是非接触式IC卡的模拟、高频传输通路和芯片内的数字电路之间的一个接口。它从芯片外的耦合线圈上得到感应电流，整流稳压后给芯片提供电源。从阅读器发射出来的调制高频信号，在高频界面经解调后重新构建一产生在逻辑控制电路中进一步加工的数字式串行数据流(数据输入)。时钟脉冲产生电路从高频场的载波频率中产生出用于数据载体的系统时钟。图2为具有负载调制器的高频界面方框图。
为了将芯片内处理后的数据传回到阅读器，高频界面也包括有负载波调制器或反向散射调制器。它们由传送的数字化数据控制。
图3为卡的模块结构框图。整流稳压模块主要是接收阅读器发来的`载波，将载波信号转变成直流信号，以作为非接触IC卡内部芯片的电源使用；同时不能因为阅读器发来的不间断载波而使芯片内部电源电压无限增大。调制解调模块主要是将阅读器发来的信号从载波信号中取下来；在IC卡发送信号时将内部的数字信号转换成模拟信号，并上载到载波信号中以传输给阅读器。
(1)整流稳压模块的设计
该模块主要包括基准源电路、电压调节电路和电源开关电路。基准源电路由二级CMOS差分放大电路和晶体管电路构成的能隙基准源组成。其结构如图4。
有源电阻P0和多晶电阻R7组成偏置电路，为电路提供偏置电流。二级差分放大器的两个输入连接在Q1端和Q2端。由基准源原理可知，只有放大电路的输入失调电压很小，并且不受温度的影响时，基准源的输出才可以保持好的性能。根据放大器和能隙基准源原理可得：
I1R6=I2R4 （1）
由（1）式可知，电路中放大器的输入失调电压几乎为零，故稳定后REF点的电压值为：
VREF=VQ1+VR6=VQ1+R6I1=VQ1+I2R4 （2）
因PNP晶体管的基极和集电极相连，故VQ1值相当于晶体管中BE结二极管的正向压降VBE值，为0.6~0.8V。
晶体管中BE结温度系数为负，电阻温度系数为正，在（2）式中VQ1和VR6随温度的变化可以相互补偿，故该基准源的输出VREF对温度变化不敏感。电压调节电路是稳压电路中的核心部分，包括两个一级CMOS差分放大电路COMP和电压调
[1] [2]
篇7：非接触式松耦合感应电能传输系统原理分析与设计
引言
接触式电能传输通过插头―插座等电连接器实现电能传输，在电能传输领域得到了广泛使用。但随着用电设备对供电品质、安全性、可靠性等要求的不断提高，这一传统电能传输方法所固有的缺陷，已经使得众多应用场合不能接受接触式电能传输，迫切需要新颖的电能传输方法[1]。
在矿井、石油钻采等场合，采用接触式电能传输，因接触摩擦产生的微小电火花，就很可能引起爆炸，造成重大事故[2]。在水下场合，接触式电能传输存在电击的潜在危险[3]。在给移动设备供电时，一般采用滑动接触供电方式，这种方式在使用上存在诸如滑动磨损、接触火花、碳积和不安全裸露导体等缺陷[4][5]。在给气密仪器设备内部供电时，接触式电能传输需要采用特别的连接器设计，成本高且难以确保设备的气密性[6]。
为了解决传统接触式电能传输不能被众多应用场合所接受的问题，迫切需要一种新颖的电能传输方法。于是，非接触式感应电能传输应运而生，成为当前电能传输领域的一大研究热点。本文首先给出了这种新颖电能传输方法的基本原理，分析了影响系统电能传输的关键因素；接着围绕着提高系统电能传输效率和减小供电电源的电压电流定额的要求，针对不同应用场合，对原副边进行了相应的补偿设计；对系统的稳定性和可控性问题进行了讨论。最后，基于以上分析，给出非接触式感应电能传输系统的一般设计方法。
篇8：非接触式松耦合感应电能传输系统原理分析与设计
非接触式感应电能传输系统的典型结构如图1所示。系统由原边电路和副边电路两大部分组成。原边电路与副边电路之间有一段空隙，通过磁场耦合相联系。原边电路把电能转换为磁场发射，经过这段气隙后副边电路通过接受装置，匝链磁力线，接受磁场能量，并通过相应的能量调节装置，变换为应用场合负载可以直接使用的电能形式，从而实现了非接触式电能传输（文中负载用电阻表示以简化分析）。磁耦合装置可以采用多种形式。基本形式如图2(a)原边绕组和副边绕组分别绕在分离的铁芯上；图2(b)原边采用空芯绕组，副边绕组绕在铁芯上；图2(c)原边采用长电缆，副边绕组绕在铁芯上。
在该非接触式感应电能传输系统中，原副边电路之间较大气隙的存在，一方面使得原副边无电接触，弥补了传统接触式电能传输的固有缺陷。另一方面较大气隙的存在使得系统构成的磁耦合关系属于松耦合（由此，这种新颖电能传输技术通常也称为松耦合感应电能传输技术，记为LCIPT），漏磁与激磁相当，甚至比激磁高，限制了电能传输的大小和传输效率。为此，通常需要在原副边采用补偿网络来提升电能传输的大小和传输的效率，同时减小电源变换器的电压电流应力。而且在该系统的分析中，因磁耦合装置为松耦合，因此，通常用于磁性元件分析的变压器模型不再适用，必须采用耦合电感模型分析该系统中的电磁关系，同时考虑漏感和磁化电感对系统工作的影响。
图3给出磁耦合装置采用耦合电感模型的系统等效电路图。原副边磁耦合装置的互感记为M。
设原边用于磁场发射的高频载流线圈通过角频率为ω，电流有效值为Ip的交流电。根据耦合关系，副边电路接受线圈中将会感应出电压
Voc=jωMIp（1）
相应的，诺顿等效电路短路电流为
式中：Ls为副边电感。
若副边线圈的品质因数为Qs，则在以上参数下，副边线圈能够获得的最大功率为
从式(3)可以看出，提高电能传输的大小可以通过增大ω，Ip，M和Qs或减小Ls。但受应用场合机械安装和成本限制，LCIPT系统中，M值一般较小，而且一旦磁耦合装置设计完成后，M和Ls的值就基本固定了。能够作调整的`是乘积量(ωIp2Qs)。从工程设计角度考虑，在参数选择设计中，Qs一般不会超过10，否则系统工作状态将对负载变化、元件参数变化和频率变化非常敏感，系统很难稳定。由此对传输电能大小调节余度最大的是乘积ωIp2。从该关系式可见频率与发射电流的关系：提高频率ω，可以减小原边电流Ip，反之亦然。在传输相等电能及其它相关量不变情况下，采用高频的LCIPT系统与采用低频的LCIPT系统相比，所需的发射电流大大降低，电源变换器电流应力及系统成本大大降低。因而LCIPT比较适合采用高频系统。但限于目前功率电子技术水平和磁场发射相关标准，系统频率受到限制。根据应用场合的不同，系统采用的频率范围一般在10kHz～100kHz之间。
图4
2系统补偿
2.1副边补偿
在松耦合感应电能传输系统中，若副边接受线圈直接与负载相连，系统输出电压和电流都会随负载变化而变化，限制了功率传输。
为此，必须对副边进行有效的补偿设计。如图4所示，基本的补偿拓扑有电容串联补偿和电容并联补偿两种形式。
在电容串联补偿电路中，副边网络的阻抗为
输出功率为
当补偿电容Cs取值满足与副边电感Ls在系统工作频率处谐振时，副边网络感抗与容抗互消，为纯电阻，输出电压与负载无关，等效于输出电压为副边开路电压的恒压源，理论上电能传输不受限制。
电容并联补偿电路副边网络的导纳为
输出功率为
式中：Isc为副边短路电流。
当补偿电容Cs取值满足与副边电感Ls在系统工作频率处谐振时，副边网络感纳与容纳互消，为纯电导，输出电流与负载无关，等于副边短路电流，理论上电能传输不受限制。
为使副边谐振频率为系统频率，补偿电容的取值应满足式(5)和式(7)中的虚部为零。
在松耦合感应电能传输系统中，副边电路对原边电路的工作的影响，可以用副边电路反映至原边电路的反映阻抗Zr来表示。
式中：Zs对应副边网络阻抗，见式(5)和式(7)，反映阻抗结果列于表1中(ω0为系统频率)。
表1原副边采取不同补偿拓扑时的补偿电容及反映阻抗值
副边补偿拓扑
副边补偿电容Cs值
副边电路反映至原边的阻抗
电阻电抗
电容串联补偿
1/(ω02Ls)
(ω02M2)/R
0
电容并联补偿
1/(ω02Ls)
(M2R)/Ls2
－(ω02M2)/Ls
2.2原边补偿
LCIPT系统中，原边载流线圈中流过有效值较高的高频电流，可直接采用PWM工作方式的变换器获得这一高频电流，变换器的电压电流定额较高，系统成本高。为此，必须采取必要的补偿措施，来有效降低变换器电压电流定额。与副边补偿相似，根据电容接入电路的连接方式，也可采用串联补偿和并联补偿两种基本补偿电路。
在电容串联补偿电路中，电源的负载阻抗为
电容电压补偿了原边绕组上的电压，从而降低了电源的电压定额。
在电容并联补偿电路中，电源的负载导纳为
电容电流补偿了原边绕组中的电流，从而降低了电源的电流定额值。设计时保证式（10）和式（11）的虚部在系统谐振频率处为零，可以有效降低电源的电压电流定额，使得电压电流同相位，输入具有高功率因数。其结果列于表2中。
原边采取何种补偿电路，对应用场合的依赖性很大。当原边采用较长电缆时，电缆端电压会很高，适合采用串联补偿，降低电源电压应力；当原边采用集中绕组时，为了磁场发射需要，一般要求较高电流，适合采用并联补偿，降低电源电流应力[7]。
3系统稳定性和控制
LCIPT系统中，原副边都采用电容补偿时，系统是一个四阶系统，在某些情况下，会出现分歧现象[8]。特别是在原边电路的品质因数Qp比副边电路的品质因数Qs小，或两者相当时，系统很可能不稳定，此时必须对系统进行透彻的稳定性分析。同时，在LCIPT系统中，控制方案的合理选择对系统稳定和电能传输能力非常关键。目前，常采用两种基本控制方案：恒频控制和变频控制[9]。
恒频控制有利于电路元件的选择，但恒频控制对应的问题是，电路实际工作中电容不可避免地会因为损耗产生温升，导致电容量下降，副边实际工作谐振频率会升高，原副边电路不同谐，使得电能传输受损[10]。变频控制可以通过实时控制原边谐振频率，使其跟踪副边谐振电路频率，使得原副边电路同谐，获得最大电能传输。但在变频控制中，电源输入电压和输入电流相角与频率之间的关系很可能出现分歧现象，引起系统不稳定。为此，必须对原副边的品质因数加以严格限制。
4LCIPT系统设计
对于紧耦合感应电能传输系统，原副边的电能关系可以近似用原副边匝比变换关系来表示，因而其系统设计可以分为三个独立部分：原边电路、紧耦合磁件、副边电路，分别进行设计。紧耦合磁件的设计也有较成熟的设计步骤可依。
但在松耦合感应电能传输系统中，原副边电路的工作依赖性很大，如式(3)所示，原副边的电能传输关系由多个变量决定，这些变量必须根据现有功率电子水平，及相关设计经验初选一些值，然后根据相关公式进行下一步计算，确定参数。在整个设计过程中，所出现的多个变量都必须进行选择，而这些变量并非孤立的，而是相互之间都存在着一定的制约关系。因而，松耦合感应电能传输系统的设计比紧耦合感应电能传输系统要复杂得多。这里把松耦合感应电能传输系统中出现的每个变量的含义，及选取方法做一说明，并绘成相应的流程图，如图5所示，以便理解。设计步骤如下。
4.1选择频率
选择系统工作频率是LCIPT系统设计的第一步，从式(3)可以看出，频率大小的选取，与电源的复杂程度、成本及系统电能传输大小有密切关系。要综合考虑应用场合对系统体积重量要求、目前功率电子水平及相关系统的设计经验来选取频率。就目前功率电子水平及系统成本考虑，选择10kHz～100kHz之间的频率比较合理。随着功率电子水平的不断进步，系统频率可望进一步提高，从而使得系统体积更小、重量更轻。
4.2选择松耦合感应装置
紧耦合感应装置（如广泛采用的变压器）的结构一般受限于现有的铁芯结构，因而结构形式有限。但松耦合感应装置却不受铁芯结构限制，根据各种应用场合的需要，可能会出现多种结构形式。在很大程度上，这些松耦合感应装置要依靠相关的设计经验来选择。确定松耦合感应装置结构后，要标定一些基本的参数，如原副边线圈电感量、耦合系数、互感等。
4.3选择原边电流Ip
在LCIPT系统中，传输电能大小、原边电源变换器的成本都与用于磁场发射的原边电流Ip直接相关。一般从相对较小的电流值开始选取Ip，从而对应电源的低电流应力。若经计算后，这一Ip电流值不满足系统电能传输要求，可进一步增大电流值，再进行计算验证，直至系统设计满足要求。
4.4确定(VocIsc)值
根据所选择的电磁装置，在原边电流为所选Ip时，测试出副边接受线圈的开路电压Voc和短路电流Isc。确定这一乘积(VocIsc)也可以用一个与设计的接受线圈同匝数的小尺寸接受线圈来完成，避免因为接受线圈电流定额不够而返工。当然，也可采用相应的电磁场仿真软件包进行模拟设计。但仿真设计过程比较复杂[11]。
4.5确定副边补偿
4.5.1副边补偿等级
副边电路不加补偿时，负载能够获得的最大功率传输等于(VocIsc/2)[11]。如果负载所需功率值超过这一值，则副边需要采用补偿电路，副边电路的品质因数可用式（12）计算。
式中：P为至负载的传输功率。
从而副边所需要的V・A定额为
如果副边实际的VA定额高于式(13)的计算值，系统就可以传输所需的功率。反之，该设计不能传输所需功率P，必须对设计作出相应的调整来增加功率传输能力。一般可以考虑以下4种途径：
――加粗接受线圈绕组线径或增大铁芯截面积；
――增大原边电流；
――改进电磁装置的耦合程度，提高互感值M；
――适当提高系统频率。
第1种方案增加了副边的成本；第2种方案增加了原边的成本；第3种方案增加了松耦合感应装置的成本；第4种方案受现有功率电子技术的限制。实际设计中，应综合考虑性能和成本选择性价比最好的方案作为最优设计。
4.5.2副边补偿拓扑
当副边VA定额满足设计要求后，下一步就应当确定副边补偿具体采用的拓扑形式。补偿拓扑的选择依赖于具体的应用场合。并联补偿对应电流源特性，适合于电池充电器等场合；串联补偿对应于电压源特性，适用于电机驱动供电等场合。
4.6确定原边补偿
副边补偿设计完成后，设计原边补偿。根据已知的原边电流和松耦合感应装置原边绕组电感量，可以确定原边绕组端电压。从而计算出原边VA定额，用实际传输功率除以这一VA定额，可以得到原边品质因数Qp的大小。如前所述，原边补偿电路形式也取决定于应用场合。当原边采用较长电缆时，适合采用串联补偿；当原边采用集中绕组时，适合采用并联补偿。
4.7系统稳定性和控制性核查
最后一步要对系统稳定性和控制性进行核查，这是系统能否在实际应用场合被采用的最关键的一步。如上所述，若Qp 5结语 文中给出了松耦合感应电能传输的基本原理，基于系统补偿设计和系统控制问题的讨论，给出了松耦合感应电能传输系统的一般性设计方法，这一系统的设计在很大程度上依赖于设计者对各设计参量之间相互依赖关系的理解，需要特别注意的是在各参数设计完成后，要对整个系统的稳定性和可控性进行全面的考察，确保系统设计的有效性。 摘要：给出了非接触式松耦合感应电能传输的基本原理，讨论了影响系统电能传输的关键因素。针对不同的应用场合，对原副边进行了补偿设计，提高电能传输效率和减小供电电源的电压电流定额。并对系统稳定性和可控性问题进行了讨论。最后，基于以上分析，给出非接触式松耦合感应电能传输系统的一般设计方法。 关键词：非接触式；感应电能传输；松耦合；系统设计 引言 接触式电能传输通过插头―插座等电连接器实现电能传输，在电能传输领域得到了广泛使用。但随着用电设备对供电品质、安全性、可靠性等要求的不断提高，这一传统电能传输方法所固有的缺陷，已经使得众多应用场合不能接受接触式电能传输，迫切需要新颖的电能传输方法[1]。 在矿井、石油钻采等场合，采用接触式电能传输，因接触摩擦产生的微小电火花，就很可能引起爆炸，造成重大事故[2]。在水下场合，接触式电能传输存在电击的潜在危险[3]。在给移动设备供电时，一般采用滑动接触供电方式，这种方式在使用上存在诸如滑动磨损、接触火花、碳积和不安全裸露导体等缺陷[4][5]。在给气密仪器设备内部供电时，接触式电能传输需要采用特别的连接器设计，成本高且难以确保设备的气密性[6]。 为了解决传统接触式电能传输不能被众多应用场合所接受的问题，迫切需要一种新颖的电能传输方法。于是，非接触式感应电能传输应运而生，成为当前电能传输领域的一大研究热点。本文首先给出了这种新颖电能传输方法的基本原理，分析了影响系统电能传输的关键因素；接着围绕着提高系统电能传输效率和减小供电电源的电压电流定额的要求，针对不同应用场合，对原副边进行了相应的补偿设计；对系统的稳定性和可控性问题进行了讨论。最后，基于以上分析，给出非接触式感应电能传输系统的一般设计方法。 非接触式感应电能传输系统的典型结构如图1所示。系统由原边电路和副边电路两大部分组成。原边电路与副边电路之间有一段空隙，通过磁场耦合相联系。原边电路把电能转换为磁场发射，经过这段气隙后副边电路通过接受装置，匝链磁力线，接受磁场能量，并通过相应的能量调节装置，变换为应用场合负载可以直接使用的.电能形式，从而实现了非接触式电能传输（文中负载用电阻表示以简化分析）。磁耦合装置可以采用多种形式。基本形式如图2(a)原边绕组和副边绕组分别绕在分离的铁芯上；图2(b)原边采用空芯绕组，副边绕组绕在铁芯上；图2(c)原边采用长电缆，副边绕组绕在铁芯上。 在该非接触式感应电能传输系统中，原副边电路之间较大气隙的存在，一方面使得原副边无电接触，弥补了传统接触式电能传输的固有缺陷。另一方面较大气隙的存在使得系统构成的磁耦合关系属于松耦合（由此，这种新颖电能传输技术通常也称为松耦合感应电能传输技术，记为LCIPT），漏磁与激磁相当，甚至比激磁高，限制了电能传输的大小和传输效率。为此，通常需要在原副边采用补偿网络来提升电能传输的大小和传输的效率，同时减小电源变换器的电压电流应力。而且在该系统的分析中，因磁耦合装置为松耦合，因此，通常用于磁 [1] [2] [3] [4] [5] [6]篇9：非接触式松耦合感应电能传输系统原理分析与设计
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